新一代LED区域照明应用的考量(07-100)

　　这个电路图显示了非隔离转换器电路的最基本实现方式，对电源转换技术有经验的读者将可以看出，这是一个将交流主电源电压以D1到D4进行整流，接着通过由电感器L1、MOSFET开关Q1、输出电容C4以及控制器所组成降压电路转换到较低电压的简单降压式转换电路。在这个90到135 Vac输入的特定电路中，由并行电流传感电阻R4、积分电路R6和C6以及光电耦合器所组成的简单反馈网络可以让这个电路以定电流输出模式运作。通常在非隔离式设计中并不需要光电耦合器，但在这里用它来对LED串顶端的电流传感信号进行移位处理，这个电路的特殊实现方式使得它能够提供高功率因数和定电流输出，降压输入电容C2，通常又称为降压电容则必须对输入桥式整流电路上所出现的120 Hz全波整流波形拥有高阻抗，否则功率因数就会如电容式输入滤波器一样出现大幅劣化的情况，这个电容的典型值大约在0.1μF到0.47μF的范围，主要依电路的目标输出功率而定。

　　电感L1在设计上主要是电感值要够低以便让降压式转换器可以在非连续导电模式下运作，这对电路的高功率因数相当重要，这也代表了在开关断开的时间内，储存于电感器中的能量会下降到0，同时流经它的电流也会在Q1导通进行下一个开关周期前停止。通常降压式转换器会以连续导电模式运作，二极管D6在Q1断开时导通，同时电感器电流永远大于0，后者需要较高的L1电感值，不过扼流圈中的电流纹波成份可以变得相当低，将有助于通过C4的电容性滤波输出降到最低。在非连续导电模式中，C4的值也可以相当小，原因是它只需用来滤除电流波形中的高频开关成份，LED负载上出现的输出纹波波形为降压转换器输入端120Hz脉波式直流的缩小版本，C4的典型值大约在1到5 μF，同时应该采用低ESR的聚丙烯薄膜电容。

　　NCP1216控制器在实现上是以占空比或MOSFET的脉波宽度通过由光电耦合器所提供引脚2上的反馈信号控制，电阻R3将控制器设定为传统的PWM模式而非电流模式，反馈信号通过由R6和C6组成的RC网络积分，因此120Hz波形的平均直流值被用来做为反馈信号，这个网络形成了大约在10 Hz处的低频极点，因此光电耦合器不会对输出纹波的120Hz波封进行反应，所得到的结果则是MOSFET会在开关周期中维持固定的导通时间，这个低带宽闭环路情况对高功率因数而言也是必要条件，因此由以上所描述的电流运作可以看出，降压式转换器的输入阻抗看起来为纯电阻，也使得输入主电流波峰会和输入电压波峰一样，同时功率因数会接近一单位，而控制器也能够维持不受主电源线路电压或LED顺向压降影响的平均电流大小，提供给LED负载稳定的固定平均电流输出，电流环路的增益为光电耦合器电流转换函数斜率的函数，能够适用于典型的定电流运作LED负载。

　　这个电路配置事实上有一些限制，最高串行连接LED正向电压(Vf max)为最低交流输入电压、输出电容C4以及NCP1216最高占空比的函数，这个数字可以由下列的简单相对关系取得：Vf max (dc)=0.55Vac (min)，因此对90到135Vac的输入来说，如果固定光度输出必须维持到寿命终了，我们可以得到Vf max=0.55×90=49.5Vdc，如果Vf比这个数字高上很多，那么输出将会开始出现电流下滑。此外，如前面所讨论，要达到良好的功率因数，流经电感器的电流必须为非连续，因此带来了最低LED数量的限制。最佳电感值将受到主电源线路电压和LED灯串整体串行顺向压降Vf的影响，测试显示，假设主电源线路电压变化在标准情况，同时LED的Vf介于最高Vf到它的50%之间，以下的电感值将适用于大部分的离线式应用，假设PWM控制器的开关频率为100kHz，那么在90到135Vac的输入范围内，平均LED电流为350mA时的电感值在220到250μH之间，对190到285Vac的输入范围，350mA平均LED电流的电感值则为390到470μH，图2和图3分别描述了正常工作条件下的功率因数和电流调整表现。

　　图2 输入电压和电流波形Vin = 115 Vac, Vf = 31V, Iout = 350 nom