CAN收发器节点计算与外围电路参考设计

1   CAN总线节点数计算

一个CAN网络中，总线所能支持挂载的最大节点数是衡量CAN收发器性能的一个重要参数。影响CAN总线节点数量的因素可以从CAN收发器的物理层和协议层两个方面去考虑。

首先物理层方面，总线节点的输出差分电压大小决定了CAN总线电平能否被正常识别，通讯能否正常进行，主要由总线负载电阻R_L来决定，而R_L取决千总线终端匹配电阻以及各节点总线差分输入电阻R_dif，我们可以通过如下方式从物理层角度去估算—个CAN网络的最大节点数。

图1 n个节点的CAN网络总线拓扑

图1为挂载n 个CAN 节点的总线网络拓扑示意图，其中R_T为终端匹配电阻，R_dif为CAN收发器的总线差分输入电阻。可以通过电路等效的方法得到如下所示简易拓扑图：

图2 n个节点的CAN网络等效电路图

如图2所示，Node1作为信号发送，Noden作为信号接收。从Node1端看进去的线路等效电阻为

将（1）式化简可得

R_T为终端匹配电阻，此处取120 Ω；R_dif 为差分输入电阻，这里取20 kΩ；R_L可支持的负载电阻范围为45Ω ~700Ω，当R_L=45 Ω 时，n 取最大值为112。所以在此参数条件下的CAN总线网络中，最多可支持挂载112 个CAN 节点。

从协议层方面来考虑，当总线节点数越多，总线越长，线路寄生越大，对于本地节点信号自发自收的工况下，总线寄生越大，有可能导致回环回来的信号衰减较多，CAN控制器的采样发生错误，导致通讯异常；而对于相距较远两个节点之间进行通信的工况下，中间节点越多，线路越长，导致信号传播延时较长，接收端在接收到发送端发出的CAN信号后会进行帧内应答(ACK)，传播延时较长可能导致应答不及时，通讯失败。所以在计算CAN总线最大挂载节点数时，应考虑线路寄生以及传播延时的影响，具体要求为由线路寄生较大引起的信号衰减不应使得CAN控制器的采样出现偏差，导致通讯异常；同时信号在传输路径上的传播延时应小于1/2的位时间，保证接收节点能够及时应答，不会导致通讯失败。

2   CAN总线外围电路设计参考

在汽车应用中，EMC问题一直是一个广泛关注的问题，而与传统汽车相比，新能源汽车的EMC问题更加突出，因此对于汽车中大量使用的总线接口芯片的EMC性能要求也比较高。为了获得较好的EMC 性能，除了芯片设计的考虑之外，系统中芯片外围电路的补充完善也是至关重要的。这一部分将着重介绍一下CAN芯片外围电路的一些参考设计( 如图3 所示)。

图3 CAN总线外围电路参考设计示意图

2.1   共模电感（Commonmodechoke-CMC）

共模电感的特性是对于共模信号表现较高的阻抗，对于差模信号表现较低的阻抗，所以对于共模噪声干扰有较强的抑制作用。在汽车CAN网络中，共模电感经常被用来提升系统EMC性能，除了可以滤除掉系统本身通过CAN总线发射出去的干扰噪声，减小对其他系统的影响，同时也可以抑制其它系统产生的干扰噪声对CAN总线通信的影响。

CANFD=5Mbps不加CMC的EMI测试结果

图4 CANFD=5Mbps加CMC的EMI测试结果

图4所示为NOVOSENSECAN收发器EMI测试结果，分别为总线加commonmodechoke（CMC）和不加CMC的测试结果，对比可见CMC对于通过CAN总线发射出去的电磁干扰有较强的抑制作用。

通常我们在CMC选型时需要关注电感值、泄露电感(leakageinductance)、直流电阻(DCresistance)、模式转换特性(modeconversioncharacteristics) 等特性。

●   电感值

对于CMC电感值的选取我们需要从抑制总线共模噪声方面去考虑。在CAN总线的共模噪声频率处，CMC应具有尽可能高的电感值，表现为高阻抗抑制共模噪声的传播，电感值较小对于共模噪声的抑制效果会不佳，而电感值较大又会有尺寸和成本方面的限制。建议对于500 kbps的CAN通信可以采用51 uH电感值的CMC，对于2 Mbps 的CANFD 通讯可以采用100 uH 电感值的CMC。

●   泄漏电感

泄漏电感也称差模电感，对差模信号有一定的抑制作用。泄露电感较大可能会导致CAN信号产生振铃，影响CAN总线正常通讯。而一定的泄露电感，又可以起到抑制CAN总线中差模电流的作用，提升系统的EMI性能。所以应该综合考虑泄露电感的影响，只要不在总线信号上产生较大振铃，干扰总线正常通讯，适当的泄露电感是有利的。

●   直流电阻

共模电感的直流电阻越大，总线信号的损耗越大，传输效率越低。在确定了共模电感的电感值后，应该选取直流电阻尽可能小的CMC。

●   CMC的模式转换特性

共模电感的模式转换特性，反映的是共模电感上下线圈的对称性，通过S_sd12/S_ds21参数来体现。S_sd12/S_ds21参数差别越大，模式转换特性越大，表示CMC上下线圈的不对称性较大，会在CAN总线通信过程中引入新的共模噪声，降低CMC的EMI滤波性能。所以我们应选取S_sd12/S_ds21两个参数比较接近的CMC。

如图5所示为DLW32SH101XF2的阻抗与频率特性曲线。整体来看，CMC具有较高的共模阻抗，用以抑制共模噪声。在CAN总线通讯的频段，CMC具有较高的共模阻抗Z_c以及较小的差模阻抗Z_d，保证抑制共模噪声的同时不会影响总线的正常通讯。

图5 CMC阻抗－频率特性曲线

在CAN网络正常通讯过程中，如果总线发生异常故障，比如总线短路到BAT或者V_cc，由于CMC的存在，可能会在总线上产生临近或者超过总线耐受电压的瞬态电压。对于NOVOSENSE系列的CAN收发器，这种因为总线短路在CMC上产生的瞬态过压，满足芯片总线引脚内部ESD防护电路的开启条件，总线上由于CMC感生出来的过压能量会通过内部的ESD防护电路完全泄放掉，不会对芯片造成任何损伤。

2.2 终端分立电阻

在具有多个节点的CAN网络中，我们通过总线连接各个CAN收发器的CANH、CANL引脚进行通信，通常会在首端节点和末端节点的总线上各并联一个电阻，其阻值一般与总线的特征阻抗保持一致，这个电阻的作用主要有以下几点：

●   匹配总线特征阻抗，阻止信号反射，保证信号传输质量

CAN总线的特征阻抗一般为120Ω，而CAN收发器隐性状态下的总线差分输入电阻为几十kΩ，发射节点的信号在经过总线传输到接收节点后，会发生信号反射，导致总线信号产生振铃，影响CAN网络的正常通信。在接收端并联一个与总线特征阻抗匹配的电阻后，可以吸收掉信号到达接收端的多余能量，避免振铃的产生，保证信号的传输质量。

●   总线负载电阻在45Ω ~ 70Ω范围之间，提升总线的抗干扰性能

因为CAN收发器的输入差分电阻阻值为几十kΩ，在总线隐性状态下，外部的一些轻微干扰通过几十kΩ的电阻就有可能在总线上产生满足显性的差分电压，改变总线状态，所以需要在总线处并联一个阻值较小的电阻来吸收外部的一些干扰，同时考虑到CAN收发器的总线输出电压范围，并联的电阻值应使得这一节点的外部等效负载电阻在45 Ω ~ 70 Ω 之间。

●   加速总线信号下降沿，确保总线快速切入隐性状态

总线显隐切换的过程也可以看作是一个对电容的充放电过程。没有并联终端电阻的情况下，显性切换到隐性时，总线寄生电容仅通过CAN 收发器几十kΩ 的内阻进行放电，过程比较缓慢，会导致信号下降很慢，在一些通讯速率较快的网络中，会影响CAN 的正常通讯。通过在CAN 总线并联一个阻值较小的匹配电阻，可以加速放电过程，加快总线信号的下降沿，使得总线由显性快速切入隐性状态。如图6、图7 所示，分别为不加终端电阻和加上终端匹配电阻时的CAN总线波形。

图6 不加终端匹配电阻CAN总线波形

图7 加60 Ω终端匹配电阻CAN总线波形

如图6所示，不加终端匹配电阻的情况下，总线由显性切换到隐性状态时，电平下降缓慢，几乎占据整个隐性bit位时间( 通讯速率=1Mbps)，会导致CAN通讯异常；而加了终端匹配电阻的情形下，电平下降较快，总线波形较为理想。

为了进一步提升CAN收发器的EMC性能，建议将单个终端匹配电阻分为两个相等电阻串联的方式，并在中间节点通过电容连接到GND，如图8 所示。这样的连接方式可以为总线上的共模干扰提供额外的路径，进一步降低总线共模噪声的影响，同时也形成了一个RC低通滤波器，滤除一些高频噪声干扰。对于那些处于CAN网络中的一些中间节点，也可以采用这样的端接电阻方法，进一步提升中间节点的信号质量，如图6所示。

图8 CAN总线网络各节点终端分立电阻示意图

CAN网络的总线电阻在45Ω~70Ω 之间，例如在一个11节点的CAN网络中，R_T 取124Ω，若总线负载等效电阻值取50Ω，则根据以下公式：

可以近似计算得到R_S 阻值约为2.3kΩ，则R_S/2为1.15kΩ。同时为了保持CANH和CANL两条路径的对称，避免产生新的共模噪声，应选择精度比较高的电阻，尽可能使得阻值一致。

2.3 总线电容

除了通过总线上加CMC以及采用分立终端匹配电阻的方法来提升CAN总线的EMC性能，分别在CANH和CANL上加一个对地电容，也可以滤除总线上的一些高频噪声，能在一定程度上提升CAN总线的EMC性能。当然对地电容值的选取需要综合考虑多种因素，如果电容过大，会导致总线信号衰减，上升和下降时间增大，缩短bit 时间，影响总线正常通讯；同时对地电容容值与信号源的阻抗所组成的RC 低通滤波器截止频率应高于CAN总线的通讯速率，保证CAN总线的正常通讯。所以需要综合考虑总线长度、节点数量、通讯速率等因素来选择合适的对地电容。一般建议对于2 Mbps的CANFD通讯，总线对地电容不超过100 pF。

2.4   ESD保护二极管

在汽车或者工业应用中，对于一些有外部连接接口的系统，在安装和维护过程中积累的过量电荷会通过接口线缆流入模块，这些放电能量足够高有可能高达几十kv，那么位于接口端的接口芯片就会首当其冲，被放电能量损坏，导致系统无法工作。所以保护接口收发器免受ESD的影响对于系统应用来说至关重要。对于CAN收发器，虽然芯片内部设计了相关的ESD保护电路，但是受限于芯片尺寸，一般总线端的ESD防护能力远远达不到一些环境下的ESD冲击。因此，需要使用外部ESD保护二极管来提升系统端的ESD防护能力，瞬态电压抑制(TVS)二极管就是常用于外部ESD 防护的器件。

对于TVS管的选取，除了要考虑其瞬时响应特性，能快速泄放瞬间大能量，我们还应注意以下几个参数：

●   反向关断电压(V_RWM)

反向关断电压参数表征TVS管不导通状态下的最大电压。在CAN总线正常工作情况下，TVS管应处于截止状态，当CAN总线出现异常过压达到TVS击穿电压时，TVS管由高阻态变为低阻态，将总线异常过压导致的瞬时过流泄放到地。所以TVS管的反向关断电压应高于CAN总线的正常工作电压，否则就会影响CAN总线的正常通讯。一般TVS管的反向关断电压应高于CAN收发器总线的共模电压工作范围。

●   击穿电压(V_BR)

V_BR表征TVS管通过一定电流时的两端电压，在这个电压下，TVS管呈现低阻抗特性，一般情况下V_BR会略高于V_RWMo

● 钳位电压(V_CL)

V_CL表征在峰值脉冲电流下TVS管的最大钳位电压。在CAN系统应用中，TVS管的V_CL应不超过总线的绝对最大额定电压(AMR)，否则就有可能损坏CAN收发器。

●   峰值脉冲功率(P_PP)

峰值脉冲功率为峰值脉冲电流与钳位电压V_a的乘积，P_PP越大，给定最大钳位电压条件下，TVS管的瞬态浪涌电流吸收能力越大，TVS管的ESD保护效果更好。所以在选定V_CL的前提下，应选择P_PP较大的TVS管。

●   电容(C_d)

C_d表征在一定频率下TVS管的寄生电容大小。在CAN总线应用中，对于CAN总线通讯频率，应选择具有较低寄生电容的TVS管，避免对总线信号产生较大衰减，影响通信。

TVS管应尽可能放置于模块对外连接处，以便快速将外部能量泄放到地。TVS管的走线应尽可能的短，以减少线路的寄生电感以及阻抗影响：寄生电感可能导致V_CL电压的增加，而走线阻抗则会降低TVS管对浪涌能量的泄放能力。

（本文来源于《EEPW》202411）