一种用于驱动高边功率开关的电荷泵电路
加入技术交流群
任 立 张国俊 （电子科技大学 电子薄膜与集成器件国家重点实验室，四川 成都 610054）
摘 要：提出了一种新型的电荷泵电路设计，该设计利用电容电压不能突变的原理，设计了一种可以用来驱动 高边功率开关管栅极电压的电荷泵结构。采用该结构后的高边功率管的栅极电压，可以在控制信号开启后很短 的时间内，将栅极电压迅速抬升至电源电压以上，确保功率开关管可以正常导通。通过调整输入方波的频率， 该结构的电压抬升时间可以根据不同的工艺水平和工作环境进行调整，本文也整理了不同的输入频率和抬升时 间之间的关系。
0 引言
高边功率开关是功率集成电路的典型电路之一。它 是将驱动电路、控制电路与保护电路能够集成于一个芯 片中，在一定程度上实现智能化的控制功能，将会大大 降低芯片的设计难度并且提高其性能。而电荷泵电路则 是其中必不可少的重要驱动电路。随着人们对便携式电 子设备的消费需求越来越高，电子产品的高性能、低功 耗、轻型化等需要使得电源开关相关的芯片性能要求愈 加提升，而对电荷泵电路的性能要求也随之越来越高。
智能功率开关将控制电路，保护电路，驱动电路以 及一些外围接口与功率开关做成一体化的集成芯片。其 中驱动电路就是本文所提及的电荷泵电路。智能功率开 关分为高边功率开关和低边功率开关，高边与低边的区 别在用作开关作用的MOS 管接在电源端还是地端。根 据不同的应用环境会选择不同的功率开关。
高边功率开关如图1 所示，高压功率管NMOS 起主 要的开关作用，通过电荷泵驱动电路对功率MOS 管的 栅极进行充放电来控制其开启与关断。
电荷泵是一种电荷转移的方式进行工作的电路，在本文所研究的这款芯片中，电荷通过对功率管的栅电 容进行周期性的充电，将栅电压逐渐提高到功率管的开 启电压以上，从而保证芯片能够开启。由于电荷泵会对 栅极进行持续的充电，因此栅极电压会充到电源电压以 上，需要一个钳位电路来限制栅极的最高电压，即电荷 泵电路的输出电压。
1 电荷泵电路的设计背景和基本原理
1.1 电荷泵电路的设计背景
本文设计的电荷泵电路是应用于一款电源电压工作 范围为4.7~52 V 的高边功率开关电源芯片。本文中取 40 V为例进行设计，为了使得功率开关管在供电电源为 40 V时依旧可以正常工作，则电荷泵电路需要将驱动电 压抬升至40 V以上。
1.2 电荷泵电路基本原理
电荷泵是一种DC/DC 的电压转换电路，在实际应 用中电荷泵可以将输入电压的相位反转即正电压输出为 负电压，或者将输入电压的大小增大甚至翻倍。电荷泵 的原理是通过对内部电容的周期性的充放电，利用电容 电压不能突变的原理实现对输入电压大小和相位的控 制，因此将这种电路称为电荷泵变换器。
电荷泵的基本原理电路如图2所示，该电路的核心 是两个电容、一个反相器和四个开关组成。开关的关 断与开启由电荷泵前级电路输入的周期变化的方波信 号与反相器控制，且开关状态总是成对出现。控制信 号在第一个高电平时，S1开关和S2开关闭合、S3开关 和S4开关则会因为反相器而断开，此 时，图2中左边的回路就会导通，输 入电压U1开始对电容C1进行充电，靠 近S1端为正电压；在控制信号为低电 平时，开关状态相反，即S1开关和S2 开关断开、S3开关和S4开关闭合，此 时图2中的左侧回路关闭而右侧回路开 启，电容C1向C2放电，电荷就会存储 在电容C2的内部，其两端的电压差值 将会达到U1，且靠近开关S3端是正电位，而由于电容C2上极板接地，则输出电压U0的电压 为-U1。由此可以得到与输入电压极性相反的输出电 压。之后下一个周期的方波信号来临，高电平时，S1开 关和S2开关再次闭合、S3开关和S4开关再次断开，输入 电压U1又一次向电容C1进行充电，之后方波低电平， 和之前一样，S1开关和S2开关断开、S3开关和S4开关 闭合，在原本C2中就存储电荷的情况下，C1继续向C2 放电，C2极板的电压就会升高。以此类推，如果控制信 号以高频率方波输入，则通过C1和C2的电压转换可以 在输出端得到持续输出的负电压。
虽然电荷泵能够实现电压变换，但从原理上可以理 解其输出电压始终处于动态的变化之中，且电容的充放 电过程中会有输出电流，电压转换过程中会出现能量损 耗。因此设计一个所需的电荷泵电路的终点就在于克服 这些因素。
2 电荷泵电路的设计
经过对原理的分析以及相关知识的理解，经过多 次尝试后，最终得到的图3即为所设计的电荷泵实际电 路图。
在图3所示的电路中，VDD为输入电源电压，Vn和Vp 是由电荷泵前级振荡器电路产生的固定频率方波电压， 二者频率相同但相位相差180°， Vlogic为控制电压，该电 压为高时电荷泵工作，为低时电荷泵关断，GND为地电 位；图中右侧输出一侧中，Q9即为电荷泵电路驱动的 功率MOS开关管，Vgate为电荷泵输出电压，负责连接被 驱动功率管的栅极，OUT端为功率管的源极输出电位。
图3中，Q1、Q2、Q3组成电流镜电路，当Vlogic为 高电平时，Q1所在的支路导通，为Q2、Q3提供合理的 栅极电压，当Vp为高电平时，Vn为低电平，则NMOS 管Q5导通、Q6关断，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5组 成的充电回路导通，对C1和C2电容进行充电，若忽略 Q3、D1、Q5上的压降，则VDD和GND之间分担电压的 只有C1和C2两个电容，若二者容值相等，则C1右极板 处的电压在充电后会被抬升至0.5 VDD；接下来Vp变为 低电平时，Vn变为高电平，则NMOS管Q6导通、Q5关 断，充电回路关断，同时忽略Q2电压，则C1左极板电 压被瞬间抬升至VDD，因为电容电压不能突变，则C1右 极板处的电压也会被抬升至1.5倍的VDD，实现了电压抬 升的效果。之后Vn、Vp反复导通、关断，逐级抬升C1 右极板处电压。但是因为输出的Vgate端支路上接着由二 极管D3~D8和二极管连接的NMOS管Q8组成的反偏二 极管链，使得输出处的Vgate电压最高只能比VDD高出固 定数值的电压，进一步抬升时这些反偏二极管就会导 通，使得Vgate处电压不会过高，以确保主功率管的栅极 不会被过高的电压击穿， 同时使得主功率管在正常 工作时处于线性区。因为 存在这样的一个保护电 路，在逐级抬升至比VDD 高出一定数值的电压后， Vgate会稳定在一个电压值 对功率MOS管Q9进行驱 动，对于本文以40 V为例 的情况，所涉及的电压值 约为42.5 V。当该电荷泵 电路应用于不同的电路情 况时，所需的最终输出的 稳定电压值也不尽相同， 而这个最终稳定的输出电压和电源电压之间的差值，可 以通过调整二极管链中每个管子的参数或管子的数量而 得到。
当Vlogic电压为低时，则Q1所在支路关断，同时经过 反相器后连接到NMOS管Q7栅极的电压为高，使得其导通，将Vgate处电压迅速拉低。
3 仿真结果与分析
此电荷泵电路被应用于一款电源电压工作范围为 4.7 ~52 V 的高边功率开关电源芯片，基于0.35 μm的 BCD工艺。本文以40 V电源电压，前级输入的方波频率 0.5 MHz为例，经过Hspice软件进行仿真，得到的仿真 结果如图4所示。
通过图4的整体仿真波形可以看出，当电荷泵的开 启电压Vlogic为高，电路开始工作后，输出电压Vgate迅速 抬升，在48 μs的时候将电压抬升至高于电源电压40 V 的42.56 V，并且之后基本稳定在这个数值不会更高， 而当开启电压Vlogic关断时，输出电压迅速拉低，整个电 路进入关断状态，直到Vlogic重新拉高，才开始再一次工作。
以上是3 ms的整体仿真波型，而图5则是60 μs内的 仿真波形，经过放大可以看出电荷泵输出电压的逐级抬升过程。
可以看出，当输入的开启电压Vlogic高于开启阈值 后，电荷泵电路开始工作，根据之前的原理图可以看 出，随着两个相位相反的方波逐渐输入，电容不断地 充放电，电路输出端Vgate开始一次次阶梯状升压，在M0 点，即31.08 μs后输出端的电压Vgate达到电源电压40 V，之后继续抬升，最终从启动经过了48.20 μs之后，输出 电压达到了42.69 V并趋于稳定，之后略有抬升但幅度 很小，最终稳定的电压为42.78 V且不会过高，这是由 于二极管D3~D8和二极管连接的NMOS管Q8组成的反 偏二极管链起到了过压保护的功能。根据以上仿真波形 可以看出，从启动到电压基本稳定共需48~50 μs。
同时在调试仿真的过程中观察到，电荷泵抬升所需 要的时间和输入方波的频率具有一定相关性，经过多次 仿真测试，在电路其他参数保持不变的情况下，得到前 级输入的方波频率和输出电压抬升时间之间的关系如表 1所示。可以根据实际工艺水平、工作环境等需求，计 算出前级震荡器所能输出的最终频率，根据此表可以得 出对应的输出电压抬升时间。
4 结论
本文讨论了电荷泵技术的原理，并根据该原理设计 出了一种能够快速抬升输出电压至电源电压以上一定值 的电荷泵电路结构。该电路可以很好得工作于一款基于 0.35 μm、BCD工艺的电源电压工作范围为4.7 V~52 V 的高边功率开关电源芯片。本文设计完成后，经过 Hspice软件进行了相关仿真，印证了该电路设计的正确性。同时由于工艺温度 等条件的不同，实际输入 方波能达到的稳定频率 并不一定，因此本文还总 结了不同输入方波频率 与输出电压抬升时间之间 的关系。该电路同样可以 适用于其他功率开关驱动 电路。
参考文献:
[1] CINI C, PALARA S, SERAGNOLI G. A new chip and a new package for higher power[J], IEEE Trans. Consumer Electronics, 1980, 26(2): 54-71.
[2] WACYK I, AMATO M, RUMENNIK V. A power IC with CMOS analog control[C], IEEE ISSCC, 1986 :16-17.
[3] OHNO T, MATSUMOTO S, LZUMI K. An intelligent power IC with double buried-oxide layers formed by SIMOX technology[J]. IEEE Trans. on Electron Devices, 1990, 40(11):2074-2079.
[4] KIM B, KIM C, HAN S, et al. 1.2um Non-epi CMOS Smart Power IC With Four H-bridge Motor Drivers For Portable Applications[C]. IEEE International Symposium on Circuits and Systems, 1996, 633-636.
[5] 张立, 赵永健. 现代电力电子技术[M]. 北京: 科学出版社, 1992. [6] 尹贤文.一种车用高边智能功率开关电路的研制[J]. 微电子学, 1997, 27(5):334-338.
[7] BALIGA B J. Evolution and status of smart power technology[C]. Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1992: 19-22.
[8] ELMOZNINE A, BUXO J, BAFLEUR M, et al. The smart power high-side switch: description of a specific technology, its basic devices, and monitoring circuits[J]. IEEE Trans. on Electron Devices, 1990, 37(4): 1154-1160.
[9] LATHAM L F. Automotive power integrated circuit processes[C]. Automotive Power Electronics, 1989: 106108.
[10] SUN J, JIANG F, GUAN L. A New Isolation Technology for Automotive Power-Integrated-Circuit Applications[J]. IEEE Trans. on Electron Devices, 2009, 56(9):2144-2149.
[11] MURARI B, BERTOTTI F, VIGNOLA G. Smart power ICs technologies and applications[M]. New York, 2002.
[12] 胡浩.智能功率集成电路中部分模块的研究[D].成都: 电子科技 大学, 2011, 37-47.
本文来源于科技期刊威廉希尔 官网app 2020年第03期第62页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。
评论